uc3844d8
NCP1207A实现一个标准的电流模式结构，关断时间由峰值电流设置决定；铁芯复位检测则触发开启事件。
- 变压器铁芯检测：无论什么操作都会保证临界操作。因此，几乎没有一次开关接通损耗和二次二极管恢复损耗。该转换器还保持一阶系统，从而简化了反馈回路的设计。
- 准谐振操作：通过延迟开启事件，可以在漏源波最小的情况下重新启动MOSFET，确保减少EMI/视频噪声干扰。在额定功率条件下，NCP1207A以临界传导模式（BCM）运行，也称为临界传导模式。
- 动态自供电（DSS）：由于其超高压集成电路（VHVIC）技术，ON半导体公司的NCP1207A允许直接引脚连接到高压直流轨。动态电流源给电容器充电，从而为NCP1207A提供完全独立的VCC电平。因此，在可变输出电压设计（例如电池充电器）中，辅助绕组的管理一直是个问题，因此不需要辅助绕组。
- 过电压保护（OVP）：通过对消磁绕组上的平台电压进行采样，只要检测到过电压状态，NCP1207A就会进入锁定故障状态。控制器保持完全锁定在该位置，直到VCC循环下降4.0 V，例如，当用户从电源插座拔下电源插头并重新插上电源插头时。
- 外部闩锁触发点：通过外部强制OVP上的电平大于内部设定值，可以闭锁IC，例如通过温度信号外部传感器闩锁触发点：
- 可调跳过周期级别：通过提供定制跳变周期发生的电平的能力，设计者可以确保跳变操作仅在低峰值电流下发生。这一点保证了廉价变压器的无噪音运行。此选项还提供了在进入轻负载时固定最大开关频率的能力
条件。 - 过电流保护（OCP）：通过监控FB线路活动，一旦电源过载，NCP1207A就会进入突发模式。设备进入安全低功率运行，防止任何致命的热失控。一旦默认值消失，电源将恢复运行。与其他控制器不同，过载检测独立于任何辅助绕组电平。当电源和辅助绕组之间存在不良耦合时，短路检测会受到严重影响。DSS很自然地保护你免受这些麻烦。
动态自供
DSS原理基于VCC大容量电容器从低电平到高电平的充放电。我们可以用一些简单的逻辑方程很容易地描述电流源的操作：
通电：如果VCC<VCCOFF，则电流源打开，无输出脉冲
如果VCC降低>VCCON，则电流源关闭，输出脉冲
如果VCC增加<VCCOFF，则电流源打开，输出脉冲
典型值为：VCCOFF=12 V，VCCON=10 V
DSS行为实际上取决于内部IC消耗和MOSFET的栅电荷Qg。如果我们选择像MTP2N60E这样的MOSFET，Qg等于22nc（max）。在75 kHz的最大开关频率下，驱动MOSFET所需的平均功率（不包括驱动器效率和忽略各种电压降）为：
Fsw⋅Qg⋅VCC，带：
Fsw=最大开关频率
Qg=MOSFET的栅电荷
VCC=应用于闸门的VGS水平
要获得输出电流，只需将结果除以VCC:Idriver=FSW⋅Qg=1.6 mA。因此，空载时的总待机功耗将严重依赖于内部IC消耗加上上述驱动电流（由驱动器效率改变）。假设IC由350 VDC线路供电。流过引脚8的电流是NCP1207A消耗的直接图像（忽略高压电流源的开关损耗）。如果Icc2等于2.3 mA@TJ=60°C，则IC消耗（损失）的功率仅为：350 V x 2.3 mA=805 mW。出于设计和可靠性的原因，它将有兴趣减少这种增加模具温度的能源的浪费。这可以通过使用不同的方法来实现：
- 使用具有较低栅极电荷Qg的MOSFET。
- 通过二极管（通常为1N4007）将引脚8连接到一个电源输入端。针脚8上的平均值变为（VmainsPEAK *2）/2. 我们的功率贡献示例降为：223 V x 2.3 mA=512 mW。如果在电源和二极管之间安装了一个电阻器，则会进一步迫使耗散从封装迁移到电阻器。电阻值应考虑低线启动
当使用图13时，重要的是要检查针脚8上是否存在任何负振铃。串联的电阻应该有助于阻尼任何寄生LC网络，当突然向IC通电时，这些寄生LC网络会响起来。此外，由于电源在10毫秒内消失（半波整流），应计算CVcc，以便在供电孔期间为IC供电
3. 用辅助绕组将VCC电平永久性地强制高于VCCH。它将自动断开内部启动电源，IC将由该绕组完全自供电。同样，从主电源中提取的总功率将显著降低。确保辅助电压不超过16 V的限制。
跳过循环模式（Skipping Cycle Mode）
当输出功率需求下降到给定水平以下时，NCP1207A自动跳过开关周期。这是通过监测FB引脚来实现的。在正常运行中，引脚2根据负载值施加峰值电流。如果负载需求减少，内部回路要求的峰值电流更小。当该设定值达到确定的水平时，IC阻止电流进一步下降，并开始使输出脉冲空白：IC进入所谓的跳跃循环模式，也称为受控突发操作。功率传输现在取决于脉冲束的宽度（图14），并遵循以下公式：
Lp=初级电感
Fsw=突发内的开关频率
Ip=发生跳跃循环的峰值电流
Dburst=脉冲宽度/脉冲重复
Fig.14. 跳跃循环发生在低峰值电流下，以保证无噪声运行 Fig.15. 一种专利方法允许通过一个串联电阻与电流串联进行跳电平选择
通过在电流检测输入和检测元件之间插入一个简单的电阻来完成跳过电平的选择。每当NCP1207A输出驱动器变低时，一个200安培的电源就会迫使电流流过检测引脚（图15）：当驱动器很高时，电流源关闭，电流检测信息正常处理。一旦驱动器变低，电流源就会提供200uA电流，并在Rskip上形成一个接地参考电压。如果该电压低于反馈电压，电流检测比较器将保持在高电平状态，内部锁存器可由下一个时钟周期触发。
现在，如果由于低负载模式，反馈电压低于Rskip电平，那么电流检测比较器永久性地重置锁存器，下一个时钟周期（由消磁检测给出）被忽略：我们正在跳过周期，如图16所示。一旦反馈电压再次升高，可能有两种情况：重现的周期很小，新的消磁检测（下一波）信号触发NCP1207A。反之，在低输出功率条件下，漏极上不再出现振铃波，电流检测比较器的切换以及内部5us超时启动新的循环开始。在正常工作条件下，例如，当漏极振荡很大时，消磁比较器可以检测到50 mV的交叉点，并单独发出“绿灯”，以重新激活电源开关。
然而，当发生跳跃循环时（例如，在低输出功率需求下），重新启动事件会沿着漏极振铃波形（实际上是山谷位置）滑动，该波形或多或少衰减得很快，这取决于Lprimary−Cparasitic网络阻尼系数。因此，当振铃变得太弱而无法被消磁比较器检测到时，这种情况会很快发生：然后它将永久锁定在给定位置，并且不再向控制器发出“绿灯”。为了帮助解决这种情况，NCP1207A实现了一个5us的超时生成器：每次50毫伏的交叉发生时，超时都会重置。所以，只要铃声太低，超时生成器就会开始计数，5us后，它就会发出“绿灯”。如果跳过信号已经存在，则控制器重新启动；否则，逻辑等待它将驱动器输出设置为高。图16描述了这两种不同的情况：
Fig16. 当主自然振铃变得太低时，内部超时和检测比较器在FB通过跳过电平时启动一个新的周期。
退磁检测(Demagnetization Detection)
铁芯复位检测通过监测辅助绕组上的电压活动来完成。这种电压具有反激极性。典型的检测电平固定在50mV，如图17所示。
内部定时器可防止在8.0u秒内重新启动，在驱动进入低转换后。这可防止开关频率超过（1/（TON+8.0 us）），并且可避免在关断时误漏感跳闸。在某些情况下，漏感反冲是如此之大，以至于有必要进行轻微的滤波。
1207消磁检测焊盘有图18所示的特定部件布置。在这张图中，齐纳二极管网络保护IC免受管脚上可能出现的任何潜在ESD放电。第一个连接到电极的ESD二极管表现出寄生电容。当这种寄生电容（通常为10 pF）与Rdem相结合时，会产生重新启动延迟，并且存在在漏源波中正确切换的可能性。这保证了QR操作具有所有相关优点（低EMI、无导通损耗等）。应计算Rdem，以限制流过引脚1的最大电流小于+3 mA/−2 mA。如果在接通过程中，辅助绕组提供30 V（在最高线路电平），则最小Rdem值定义为：（30 V+0.7 V）/2 mA=14.6 k 。该值将进一步增大，以引入重新启动延迟，并在高泄漏能量的情况下进行轻微过滤。
图19描绘了在额定输出功率下拍摄的典型VDS。
过电压保护(Overvoltage Protection)
过电压保护通过在关断顺序后4.5us采样平台电压来工作。这个延迟保证了一个干净的平台，前提是漏感环已经完全阻尼。如果情况并非如此，设计师应在变压器初级电感连接处安装一个小型RC阻尼器。图20显示了在辅助绕组上取样的位置。
当检测到OVP状态时，NCP1207A进入latch off阶段并停止所有开关操作。控制器保持完全锁定在该位置，DSS仍处于活动状态，使VCC保持在5.3 V/12 V之间，与正常操作一样。这种状态一直持续到VCC循环降低4 V，例如当用户从电源插座上拔下电源时。
默认情况下，OVP比较器的参考电压为5.0V，pin1通过除以1.44的网络进行路由。结果，当Vpin 1达到7.2v时，触发OVP比较器。因此，可以通过修改电源绕组与辅助绕组的匝比来调整阈值，以匹配7.2V电平，或者从引脚1插入一个电阻到地，以满足您的设计要求。
锁闭NCP1207A（Latching Off）
在某些情况下，通过专用信号（例如来自温度传感器）从外部永久关闭NCP1207A非常方便。当用户从电源插座上拔下电源插头时，重置发生。要触发latchoff，一个CTN（图21）或一个简单的NPN晶体管（图22）就可以完成这项工作。
关闭NCP1207A（Shutting Off）
关机可以很容易地通过一个简单的NPN双极晶体管来实现，如图23所示。禁用时，Q1对操作是透明的。当正向偏置时，晶体管将FB引脚拉到地上（VCE（sat）≈200 mV），并永久禁用IC。晶体管基座上的小时间常数将避免误触发（图23）。
功率损耗
NCP1207A通过内部DSS电路直接从直流轨供电。DSS是一个自动自适应电路（例如，开/关占空比根据电流需求自动调整），因此流经DSS的电流是NCP1207A电流消耗的直接图像。总功耗可通过以下方法进行评估：（VHVDC - 11 V）* ICC2。
如果我们在250伏交流电压的轨道上操作设备，最大整流电压可以达到350伏直流电。结果表明，在最大开关频率和最高线路处出现最坏情况下的损耗。当驱动选定的MOSFET时，实际的耗散由NCP1207A的内部消耗给出。评估总消耗量的最佳方法可能是使用施加在引脚8上的50VDC电源运行最终电路，并测量流入该引脚的平均电流。假设我们发现2.0 mA，这意味着DSS占空比将为2.0/7.0=28.6%。在350伏直流电轨上，该部件将消散：350 V * 2.0 mA =700 mW（然而，这2.0毫安数字将在更高的工作结温度下下降）。
DIP8封装提供100°C/W的结-环境热电阻RθJA。因此，在已知最高工作环境温度（例如70°C）和最大允许结温（125°C）的情况下，可以计算出最大功耗：
正如我们所看到的，我们并没有达到经营状况所带来的更糟糕的消费预算。有几种解决方法可以解决这个问题：
- 第一种方法是在NCP1207A DIP8封装外形周围添加一些铜区域。通过添加最小面积为80mm2的35 um铜（1 oz.），JA下降到约75°C/W。然后最大功率增加到730 mW。
- 电阻Rdrop需要插入引脚8以：
a）避免在关闭时出现负尖峰（见下文）
b） 在这个电阻和封装之间分配功率预算。电阻的计算方法是：在最小输入电压下，在引脚8上留下至少50 V的电压（在我们的例子中假设为100 Vdc）：
因此，电阻器消耗的功率为：
- 如果DSS本身的功耗预算实在太高，请在辅助绕组和VCC引脚之间连接一个二极管，这将禁用DSS操作（VCC>10 V）。
SOIC封装提供178°C/W热电阻。同样，在PCB封装外形周围添加一些铜区域将有助于减少这个数字：12 mm x 12 mm将RθJA降低到100°C/W，铜厚度为35um（1 oz），或6.5 mm x 6.5 mm，铜厚度为70 um（2 oz）。可以看出，如果部件在高开关频率下工作，我们不建议使用SO−8封装和DSS。在这种情况下，辅助绕组是最好的解决方案。
过载运行
在有意不控制输出电流的应用中（例如，提供原始直流电平的墙壁适配器），实施真正的短路保护是很有趣的。短路实际上迫使输出电压处于低水平，从而阻止偏压电流在光耦LED中循环。结果，FB引脚电平被拉高至4.2V，由IC内部施加。峰值电流设定值达到最大值，电源提供了相当高的功率以及所有相关的影响。请注意，如果反馈丢失，例如光耦损坏，也可能发生这种情况。为了解决这种情况，NCP1207A拥有一个专用的过载检测电路。一旦激活，该电路强制以低占空比的突发方式传输脉冲。当故障条件消失时，系统恢复。
在启动阶段，峰值电流被推到最大值，直到输出电压达到目标值，反馈回路接管。这段时间取决于正常输出负载条件和系统允许的最大峰值电流。此IC使用的超时与VCC去耦电容器一起工作：一旦VCC从VCCOFF电平（通常为12 V）降低，设备就会在内部监视过载电流情况。当达到VCCON电平时，如果这种情况仍然存在，控制器将停止驱动脉冲，防止自供电电流源重新启动，并将所有电路置于待机状态，仅消耗330 一个典型值（ICC3参数）。因此，VCC水平缓慢地向0排放。当这个电平超过5.3V时，控制器通过打开电流源进入一个新的启动阶段：VCC上升到12V，在VCCOFF交叉点再次传输输出脉冲。如果故障条件在VCCON接近前已被排除，则IC继续正常工作。否则，将发生新的故障循环。图24显示了存在故障时信号的演变。
Soft−Start
NCP1207A的特点是内部1毫秒软启动，以软化启动过程中出现的电源限制。它在通电过程中被激活。一旦VCC达到VCCOFF，峰值电流将逐渐从接近零增加到最大箝位电平（例如1.0 V）。在过电流突发（OCP）序列期间，软启动也被激活。每次重新启动尝试后都会启动软启动。一般来说，当VCC从零（新电源接通顺序）或5.3 V（OCP期间发生的latchoff电压）上升时，软启动将被激活。
Calculating the Vcc Capacitor
如上节所述，下降顺序取决于VCC电平：VCC线路从12 V到10 V需要多长时间？所需时间取决于系统的启动顺序，即首次向IC通电的时间。输出电容器充电引起的相应瞬态故障持续时间必须小于从12V放电到10V所需的时间，否则电源将无法正常启动。试验包括在实验室模拟或测量系统在满负荷下达到规定值所需的时间。假设这个时间对应于6.0毫秒。因此，10毫秒的VCC下降时间可以很好地避免触发过载检测电路。如果相应的IC消耗（包括MOSFET驱动）确定为1.8 mA（例如，使用11 nC MOSFET），我们可以使用以下公式计算所需电容：
Then for a wanted δt of 10 ms, C equals 9.0uF or 22uF for a standard value. When an overload condition occurs, the IC blocks its internal circuitry and its consumption drops to 330uA typical. This happens at VCC = 10 V and it remains stuck until VCC reaches 5.3 V: we are in latchoff phase. Again,using the calculated 22 uF and 330 uA current consumption, this latchoff phase lasts: 313 ms.
高压引脚建议保护
当用户拔下由QR控制器（如NCP1207A）构建的电源时，可能会出现一种情况：
由于初级电感和大容量电容器之间的共振，pin8上可能会发生负振铃。与任何CMOS器件一样，NCP1207A对可能出现在引脚上的负电压非常敏感，并可能产生内部锁存状态。
因此，我们建议在大容量电容器和VCC引脚之间增加一个电阻。
Operation Shots
Below are some oscilloscope shots captured at Vin = 120 VDC with a transformer featuring a 800 H primary inductance.
This plot gathers waveforms captured at three different operating points:
1st upper plot: free run, valley switching operation, Pout = 26 W
2nd middle plot: min Toff clamps the switching frequency
and selects the second valley
3rd lowest plot: the skip slices the second valley pattern and will further expand the burst as Pout goes low
This picture explains how the 200 A internal offset current creates the skip cycle level.
The short−circuit protection forces the IC to enter burst in presence of a secondary overload.