电磁波从传输线变压器始端传输到终端是须要一定时间的， 因此 终端与始端电压和电流就有一相位差 。 = （2 pi ／波长）*L , a ,· z。 当中 为工作波长， L为传输线长度。
显然。 因为 的存在使得输出端的有效阻抗就
不再是纯阻抗而是与工作频率有关的阻抗了。
实际
运用中负载的数值是固定的。 这样最佳匹配条件一
般就不能满足了， 负载处于失配状态。此时， 传输到
终端的能量仅仅有一部分被负载吸收， 其他能量在回
路中损耗掉了， 称为插入损耗。因此 ， 缩短 Z的长度
有利于降低插入损耗， 但 z 不宜过短， 否则传输线变
压器的低频传输特性将恶化。
(2) 依据传输理论： 在高频端， 传输线长度 ￡max《18000n/Fh 在低频端 ， 传输线长度 z ≥ 50R L／
[(1+ Ur )FL ]。式中： 、 Fl,Fh的单位为 M ~H z； n 为常
数。 一般取 0． 08 左右； RL 为负载电阻。 Ur 为铁氧体
在低频时的相对磁导率。 我们选用的罐型铁氧体的
磁导率 Ur， 约为 1000； L 的单位为 cm 。我们选定线
长范围为 ： 5cm ≤ L≤720cm 。L 的详细长短 由考虑
综合因素实測而定 。
传输线变压器尽管具有通频带宽的长处。
但 由
于受其结构的限制 ， 它仅仅能实现电压 比为： 1 ： 1、 1 ： 2、
1： 3、 1 ： 4 、 1： 5⋯⋯等电压的变换 ， 对应的阻抗 比仅仅能
是一些 特定 的分立值 ： 1 ： 1、 1 ： 4、 1 ： 9 、 1 ： 16、 1 ： 25
⋯ ⋯
。 而不能象普通变压器那样 ， 依靠改变初、 次级
绕组的匝数 比实现不论什么阻抗 比的变换。
眼下已有报
道_5 J能够在 30Ⅲ z 到 450M H z 范 围内实现随意阻
抗的变换 ， 此方法是否能适用于超声换 能器 的宽带阻
抗匹配 尚待研究 。
传输线变换器的结构如上图，它是在高频磁环上缠绕一组或几组传输线。利用不同的连接方法来完毕阻抗变换和平衡-不平衡变换作用。能量从变换器的始端到终端是通过传输线的分布电容、分布电感以及电磁能量交换的形式来传送的。这和通常的绕匝变压器不同，它克服了绕匝变压器在高频时因为线圈的分布电容所带来的不利影响，改善了高频特性。此外，每对传输线的两导线电流的幅度相等方向相反，因而他们在磁芯中产生的磁通相互抵消，这样磁芯的损耗非常小，即使磁芯截面积非常小，也具有较大的功率容量。
所以，它具有频带宽、体积小、功率容量大等长处。
传输线变换器在低频端能够等效为传统的低频变换器。其低频响应的恶化是因为传输线两导体之间因为磁化电感引起的并联电纳，它决定了变换器的最低工作频率。
在高频端它是具有一定特征阻抗的传输线，为避免产生不论什么谐振现象。特别是对于复数负载，它会引起实质上的幅度波动添加。传输线的长度不超过上限频率波长的八分之中的一个，过短低频特性会变差。
为了选择用于RF变换的磁芯，须要知道磁芯的饱和磁通和它的非线性特性。按最低工作频率的最大功率计算最大磁通密度。
既然是用传输线变换器做平衡-不平衡变换，那么在平衡端含有的不平衡分量的多少。就是平衡-不平衡变换的重要指标，能够用相似电路中的共模信号和差模信号来描写叙述不平衡信号和平衡信号。那就能够用共模抑制比来描写叙述这个指标了，我认为也能够称做不平衡抑制。它即受阻抗变换比例的影响。也受共模电感量的影响。